Software diseño y fabricación cajas acústicas

Software diseño y fabricación cajas acústicas

Abacus 2.0
AJ 2.0
AkAbak 2.1
BassBox Pro 6.0.20 / X.Over Pro 3.0.15
CAAD 4.1 
JBL Speakershop 1.0
LASIP 3.0
LDC 7
LEAP (Enclosure & Crossover Shop, FilterShop ) 5.1
Loudsoft:
FINE X-over
FINE Motor
FINE Cone
FINE Box

LoudSpeaker LAB 3.12 
Lsp CAD 6.20 pro 
Professional audio lab
Box designer gold edition
Acoustic box 4.0
SPL test pro
SpeaD & Reverse SpeaD 
Speak 2.5 
Speaker simulator 2.00 
Speaker workshop 1.06 
Speaker design 1.02 
Ulysses 2.33 
Unibox 4.07 

Shareware and freeware

Demo software

Interferencias electromagnéticas en sistemas electrónicos Escrito por Josep Balcells

Interferencias electromagnéticas en sistemas electrónicos (Josep Balcells)

BOBINAS 1″ TITANIO

md-37.5mm 35.5mm buy two sizes models for titanium production of high-frequency copper clad aluminum wire voice coil, inner diameter of 37.5mm 35.5mm. resistance; 8om. standard power 90w to stage  professional speaker high frequency driver first sound film.

SD1.1-A tweeter Motor de Agudos

SD1.1-A tweeter Specifications top
Nominal impedance: 5Ω
Resonant Frequency: 1200Hz
Rated Power: 15W
Maximum power: 30W
Sensitivity (2.83v/1m): 91dB
Weight: 1.0kg
Voice coil diameter: 25mm
DC Resistance: 4.6Ω
Voice Coil Wire: Copper Clad Aluminum high temperature
Voice coil frame: Aluminum heat
Magnetic circuit type: shielded magnetic magnetic
Magnet material: ferrite High performance
Recommended Crossover:> 2000Hz

SD1.1-A for the Swans acclaimed SD1.1 new. Swans Home Theater Series is one unit. Germany’stop natural fiber using original spherical diaphragm vibration components, designed by the American engineers Swans, Swans in maintaining the original resonant frequency band energy SD1.1 suppression technology based on the substantial increase in the capacity of extended power tweeter unit high bandwidth, linear sound pressure to increase unit output range, which greatly improved the unit distortion in the high-power input, when the sound pressure output up to 96dB, total harmonic distortion at 2.5kHz above all less than 1%. Finite element simulation of high-strength die-cast aluminum panels, the appearance is very beautiful, low-distortion symmetrical magnetic circuit design, quality clean, round, maintaining the original flavor of the D series.

Especially for one-third of the treble frequency system.
Recommended crossover frequency> 2kHz crossover with 12dB ~ 24dB/oct.

Design: Swans Speaker systems, Inc. (USA)
Designer: Frank Hale

Q1R MOTOR AGUDOS

Q1R top Tweeter Specifications
Nominal impedance: 6Ω
Resonant Frequency: 1000Hz
Rated Power: 15W
Maximum power: 30W
Sensitivity (2.83v/1m): 89dB
Weight: 0.8kg
Voice coil diameter: 28mm
DC Resistance: 5.3Ω
Voice Coil Wire: Copper Clad Aluminum high temperature
Voice coil frame: Aluminum heat
Magnetic circuit type: shielded magnetic magnetic
Magnet material: ferrite High performance
Recommended Crossover:> 2500Hz

Treble is a system of soul, her tone, transient, texture, dynamic compression, distortion, among other factors often play a decisive role.
Based on the above factors, the course has introduced a reference-level unit – Q1, I believe her sweet and mellow tone, texture transcend worldliness and attain holiness, unmatched transient in the minds of many people left an indelible memory.


Technology continues to progress, the increasing pursuit of this classic prompted us to optimize the performance of all aspects of the speaker, in 2003 launched a Q1R!
– That classic is still the 28mm soft dome German sound film, the difference is the proportion of material formulations and surface improvement of the damping layer, mellow sound more natural, transient, texture, resolution is to reach another level of state .
– Finite element simulation and optimization symmetrical shielded magnetic magnetic, power surge and more uniform; with the distortion of the magnetic structure of the low harmonic distortion can be effectively reduced; magnetic design that is compatible with a wider scope.
– For lower distortion and better prevent dynamic compression, using a modified cavity design, the use of two cavities, middle catheter connected, in two different cavity using different materials, different shapes of acoustic impedance material.
-Ferrosound magnetic fluid cooling, together with the CCAW coil, reducing the moving mass, increase power to bear, transient better.

Recambio altavoz Dynaudio 6.8

D6.8 top technical parameters of low-midrange speaker
Nominal Impedance: 8Ω
Resonant Frequency: 43Hz
Rated Power: 60W
Maximum power: 120W
Sensitivity (2.83v/1m): 85dB
Weight: 1.7kg
Voice Coil Diameter: 76mm
DC Resistance: 6.5Ω
Voice coil winding width: 15.5mm
Voice Coil Wire: Copper Clad Aluminum high temperature
Voice coil frame: temperature K
Magnetic circuit type: shielded magnetic magnetic
Magnetic materials: high-performance NdFeB
Coefficient (BL value): 8.9N / A
Magnetic gap height: 5.0mm
Maximum linear displacement: 5.3mm

Cis: 647uM / N
Mechanical Q-value: 5.21 –

Power-Q: 0.49 –

Total Q-value: 0.45 –

Moving mass: 21.9g
Equivalent capacity: 13.5L
Enclosure type: lead-phase

Recommended Enclosure Net Volume: 10L

Guide tube relative to the frequency tuning: 44H

Box in a free market-3db frequency: 44Hz

Recambio Altavoz Dynaudio D8.8


Nominal Impedance: 8Ω
Resonant Frequency: 32Hz
Rated Power: 150W
Maximum Power: 300W
Sensitivity (2.83v/1m): 86dB
Weight: 3.5kg
Voice coil diameter: 100mm
DC Resistance: 6.5Ω
Voice coil winding width: 23.5mm
Voice Coil Wire: Copper Clad Aluminum high temperature
Voice coil skeleton: high temperature Kapton
Magnetic type: the magnetic magnetic
Magnetic materials: high-performance NdFeB
Coefficient (BL value): 12.9N / A
Magnetic gap height: 7.0mm
Maximum linear displacement: 8.3mm
Cis: 457.8uM / N
Mechanical Q-value: 4.36 –
Power-Q: 0.44 –
Total Q-value: 0.40 –
Moving mass: 53.1g
Equivalent capacity: 37.8L
Enclosure type: lead-phase
Recommended Enclosure Net Volume: 30L
Guide tube relative to the frequency tuning: 35Hz
Box in a free market-3db frequency: 35Hz

Difusores Acústicos

Difusores Acústicos

En este trabajo sobre Difusores Acústicos se presentan dos líneas de investigación:
Una visión microscópica sobre su funcionamiento temporal presentando una nueva visión sobre el fenómeno, del cual su propiedad más importante es la memoria.
Y una visión pragmática, muy útil para el proceso de control de proyectos, donde se establece un coeficiente de difusión, Sound Field Diffusivity (SFD) para poder evaluar cuantitativamente campos difusos reales.
Se incorporan sugerencias para futuras investigaciones en ambas líneas: sobre la primera continuar la búsqueda de un coeficiente de difusión más completo, que incorpore el desparramo temporal de la energía, y sobre la segunda darle resolución en frecuencias al SFD para poder efectuar diseños más precisos.

Acoustic diffusers II

Introducción:
Hoy es innegable que la difusión es una herramienta acústica indispensable en todo diseño obteniéndose por medio de las superficies difusoras tipo QRD, PR, etc., o simplemente mediante la implementación de gradientes de impedancia acústica superficial.
Toda investigación nace de ciertos cuestionamientos y en este caso algunos fueron:
· ¿Puede un solo número, el “coeficiente de difusión” obtenido del desparramo espacial de la energía, caracterizar completamente el funcionamiento de una superficie, siendo éste tan complejo?.
· ¿Cuánta superficie difusora es necesaria para conformar un campo difuso?.
· ¿Cuántos tipos de campos difusos se pueden conformar?.
· ¿Es medible la difusión de un campo difuso como para poder repetir valores obtenidos en proyectos ya realizados?.
· ¿Qué superficie difusora es necesaria en un control y en una sala de un estudio de grabación?.
· ¿Es perfectible un campo difuso?.
· ¿Es estudiable un campo difuso?, ¿Cómo?.
· ¿Qué diferencia hay entre conformar un campo difuso con superfic ies aleatorias respecto de superficies devenidas de teorías numéricas y softwares de optimización? Etc.
En el presente trabajo de investigación se trató de orientar las respuestas a las anteriores preguntas analizando las causas y los efectos de los difusores. En una primera instancia analizando el funcionamiento de la superficie difusora, y en una segunda estudiando el campo difuso.
Según lo descrito en “Análisis Teórico y Experimental de Difusores Acústicos Numéricos” (Memorias del Congreso Mexicano de Acústica, año 1999) se obtiene difusión en el campo lejano de una superficie de reacción local cuando en la misma existen gradientes de impedancia acústica.
O sea que tanto las irregularidades como diferentes coeficientes de absorción conviviendo en partes de una superficie funcionan como difusores. Ahora, ¿qué los diferencia? Sabiendo que la transformada de Fourier de la forma de una superficie revela la distribución de energía en el campo lejano, podemos presuponer que un difusor numérico posee una optimización en la distribución energética espacial respecto de uno que no lo es (sólo conformado por aleatoriedades o por diferencias de impedancias acústicas adyacentes, o gradientes de impedancia superficial).
Al respecto de los difusores numéricos podemos enumerar un breve resumen de los problemas que presentan:
· Diagramas polares de difusión no uniformes en el tiempo.
· Difusión en sólo una dimensión.
· Ancho de Banda discretizado.
· Lobulación de su desparramo espacial al concatenar secuencias.
· Absorción en bajas frecuencias
· La realización práctica con materiales livianos incrementa la frecuencia mínima real.
· La complejidad de la realización práctica los encarece.
· El método tradicional de medición es complejo. Algunos de estos problemas se ven resueltos mediante:
· Modulación de la secuencia: Mejoramiento del Ancho de Banda (y de la lobulación).
· Difusión en dos dimensiones aplicando el teorema del resto chino.
· Optimización de la radiación de los difusores.
La principal conclusión de este trabajo, luego de un último experimento de audición (donde se logró aislar el sonido directo monofónico de sus correspondientes reflexiones difusas) es que uno de las principales propiedades de las superficies difusoras, conjuntamente con el desparramo espacial, es el desparramo temporal de la energía.
Otras conclusiones indican que las superficies difusoras:
• Desparraman la energía acústica en el tiempo.
• Desparraman la energía acústica espacialmente.
· El correspondiente patrón polar de radiación cambia en función del tiempo dada una excitación transitoria.
· Idealmente mantienen la energía acústica dentro del recinto: Acústica Ecológica.
Un campo difuso tenderá a ser ideal espectralmente si la cantidad de “comb filters” tiende a infinito, y la profundidad de los “nulls” tiende a cero. Por lo tanto la respuesta al impulso entre dos puntos interiores a dicho campo presentará un bajo valor de Correlación Cruzada.

Difusión:
Propiedad de las superficies por la que desparraman la energía acústica en el espacio en forma no especular y en el tiempo.

Campo Difuso:
Espacio físico donde existe similar decorrelación binaural de la energía acústica. En las anteriores definiciones se hacen tres afirmaciones a ser demostradas en el siguiente trabajo:
1. Los difusores desparraman la energía acústica en el tiempo.
2. El método de medición de los campos difusos es intrínsecamente binaural.
3. Los campos difusos poseen un valor medio de difusividad y un desvío estándard que demuestra (o no) su homogeneidad.

Difusores Acústicos II: la Superficie Difusora.

El objetivo de este capítulo es la comprobación del desparramo temporal y de la decorrelación de las reflexiones emanadas de la superficie difusora.
Dispositivos bajo prueba:
En esta primera parte de los ensayos se midieron dos difusores del mismo tipo pero de diferentes frecuencias mínimas teóricas, un panel plano de igual superficie (proyectada) y un difusor cilíndrico.
Muestras evaluadas:
· Un difusor en 2 dimensiones tipo QRD de 10cm de profundidad máxima de 0,5m x 0,5m.
· Un difusor en 2 dimensiones tipo QRD de 20cm de profundidad máxima de o,5m x 0,5m.
· Un panel plano de 0,5m x 0,5m.
· Un difusor cilíndrico de 0,6m de ancho por 1,2m de alto.

Equipo de Medición:
Con objeto de obtener respuestas al impulso (para su posterior análisis) de cada dispositivo el set de medición constituía de:
· Una cámara anecoica de un volumen aproximado de 200m3.
· La fuente sonora utilizada fue ruido rosa (al utilizar ruido la única correlación entre señales posible es la dada por el sistema).
· El post procesamiento fue realizado mediante 2 canales de FFT utilizando una ventana tipo Hanning, analizadores de espectro y de oscilogramas, Plug ins de correlación y procesadores de integral reversa de Schroeder.
· Un reproductor de CD.
· 2 Micrófonos Eartworks M30.
· 2 Micrófonos Shure SM81.
· Un medidor de Nivel de presión sonora TES 1350 con calibrador correspondiente.
· Un grabador de DAT de 2 canales.
· Un amplificador de Audio de 2 canales.
· Un altavoz marca Auratone modelo “The Cube”.
· Transportador y cinta métrica.

Resultados de las mediciones:

Los primeros resultados (figuras 1, 2, 3 y4) muestran tanto la señal directa como el desparramo en tiempo de la energía reflejada. Las figuras fueron obtenidas excitando cada DUT a 35o de entrada y captando su salida tamb ién a 35o. Se tomó esta combinación de ángulos de entrada y de salida porque bajo estas condiciones no se cumple la ley de Snell. Podemos observar en la figura 2 aproximadamente cuatro reflexiones discretas de energía las cuales se deben a la “difusión de borde” (“edge scattering”). Veremos en
el siguiente punto que estas reflexiones no tienen un contenido energético considerable.
Tras procesar estas respuestas al impulso por la Integral reversa de Schroeder1 de los primeros 40ms de las mismas podemos cuantificar la energía involucrada en las IR (impulse response) de cada DUT en los primeros milisegundos de la mismas. Esto se observa en las figuras 5, 6, 7 y 8. En las figuras 9 y 10 se observan claramente las diferentes pendientes de la
integración reversa para el panel plano y para el difusor. En el caso del difusor aparecen reflexiones (más de una) con importantes valores de energía en la salida las cuales generan una zona de mayor pendiente (no un instante) de duración
4,22ms presentando un ÄdB= 8,43dB. Según estas condiciones de entrada y salida de la información (respecto del DUT)
vemos que el panel plano no refleja energía apreciable mientras que los difusores sí.

Estas visualizaciones justifican relacionar este comportamiento de las superficies difusoras con la característica de los sistemas denominada “memoria”.
Memoria:
“Propiedad por la cual el valor actual en la salida depende del valor actual de la entrada y de valores pasados.”
En un paso posterior del procesamiento se evaluó la entrada y la salida mediante la envolvente2 de la función correlación cruzada (equivalente a la convolución entre entrada y salida de un sistema). De esta herramienta matemática se pueden extraer ciertas conclusiones sobre los difusores (ver Figura 11 y 12, un zoom de la anterior):
· Existen multiplicidad de trayectos desde un punto de entrada hasta un punto de salida. Esto indica diferentes retrasos de la misma señal.
· Cada pico de la función resultante indica similaridad entre ambas señales. Esto confirma la propiedad de “memoria” del difusor.
· La no coincidencia temporal entre picos indica que se está decorrelando la señal en el tiempo entre cada par de puntos in – out.
· La correlación cruzada de las anteriores correlaciones tiene muy bajo grado de correlación.

Nota: La envolvente (módulo) se obtuvo mediante la transformada de Hilbert de la correlación cruzada original (o sea la parte real).
Por lo tanto podemos afirmar que los difusores desparraman la energía acústica en el tiempo. Ver modelos clásico y moderno (propuesto por el autor) en las Figuras 13 y14.

Difusores Acústicos II: El campo Difuso.

El motivo de este capítulo es poder cuantificar la difusividad3 de un punto en el espacio dentro de un recinto. Con esto se pueden graficar (o especificar) líneas o zonas con idénticos (o similares) valores delimitándose campos difusos reales. Así se estaría independizando efectivamente el campo reverberante del campo difuso.
Sólo cuantificando, tabulando y ponderando subjetivamente una serie de valores medidos en diferentes ámbitos acústicos servirá de guía para todo diseño y como valores de corrección u objetivos de una reforma acústica.

Casos de Aplicación:
· Diseño de una Sala de Ópera y/o de Conciertos: Mediante la permanente auditoría de los campos sonoros formados en el proceso de construcción o remodelación se pueden detectar prematuramente problemas o deficiencias en la predicción y poder solucionarlos.
· Diseño de Controles de Estudios de grabación tipo LEDE: Cuantificando la difusividad provista por los difusores traseros en las zonas del Técnico y del Productor (tratando de que sean similares) se puede acotar y dimensionar la superficie de los difusores traseros.
· Diseño de superficies difusoras por el método de prueba y error: Mediante el intercambio del tipo de superficie lograr ciertos valores de difusividad en un punto interior del campo de reflexiones generado.
· Especificación de superficies difusoras: Comparando los valores de difusividad obtenidos con distintos difusores bajo las mismas condiciones de entorno y de medición.

Dispositivos bajo prueba:
Campo difusos generados en:
· Control de un estudio de grabación.
· Sala de un estudio de grabación.
· Teatro Colón.
Equipo de Medición:

Con objeto de obtener respuestas al impulso (para su posterior análisis) y captaciones binaurales de cada dispositivo el set de medición constituía de:
· Un par de micrófonos PZM en configuración binaural (llamado “Wood Head”).
· La fuente sonora utilizada fue ruido rosa (al utilizar ruido la única correlación entre señales posible es la dada por el sistema).
· El post procesamiento fue realizado mediante 2 canales de FFT utilizando una ventana tipo Hanning, analizadores de espectro y de oscilogramas, Plug ins de correlación y procesadores de integral reversa de Schroeder.
· 2 Micrófonos Eartworks M30.
· 2 Micrófonos Shure SM81.
· Un medidor de Nivel de presión sonora TES 1350 con calibrador correspondiente.
· 2 Pares de micrófonos binaurales Senheiser (“in ear”).
· Un reproductor de CD.
· Un grabador de ADAT de 8 canales.
· Una consola Soundcraft de 16 canales de entrada.
· Un amplificador de Audio de 2 canales.
· Un altavoz marca JBL modelo 4425.

Resultados de las mediciones:
En busca de un parámetro que refleje la difusión de un punto en el espacio, definimos el SFD, Sound Field Difusivity.
Definición:
SFD:
“Es un índice de Espacialidad Subjetiva que indica el grado de decorrelación de reflexiones entre el oído izquierdo y derecho (binaural)”

· Teatro Colón:

Inicialmente se midieron las respuestas al impulso monoaurales en 7 ubicaciones en el interior de la sala. Se realizaron también diferentes captaciones binaurales y una toma estereofónica tipo “omnis espaciados” en la posición 2. Ver figuras15 y 16.
La respuesta al impulso (monoaural) medida en la posición 2 se puede observar en la figura 17.
Se destacan el I.T.D.G. y la S/N dentro de él. Esta última brinda una aproximación rápida de la inteligibilidad existente dentro del recinto. La transferencia medida en esta posición se observa en la figura 18.
· Estudio de Grabación, Sala y Control tipo Lede:
Se realizaron captaciones binaurales, 2 en la Sala y 3 en el Control; en este último en las zonas del técnico, del productor y muy cerca del difusor trasero.
Post procesado de las mediciones binaurales:
Sabiendo que existe una correlación entre el IACC y la sensación subjetiva de difusión, a partir de los valores del primero se llegó a los valores del segundo por medio de una ecuación fruto de una regresión matemática entre resultados obtenidos en anteriores estudios.

Se trabajó con distintos softwares para obtener la correlación cruzada entre las señales correspondientes al oído derecho e izquierdo, su ponderación tipo “A” y su máximo valor normalizado.
Los resultados obtenidos fueron:

Podemos destacar:
· La gran similitud de valores obtenidos de SFD entre las posiciones del Técnico y el Productor, lo cual debería ser un objetivo primordial en todo diseño.
· El alto valor de SFD de las captaciones cercanas a los Difusores (Toma “Difusor” en el Control y “Omnis Espaciados” en la Sala). Esto se debe a que los micrófonos se encuentran en una zona de impedancia acústica de radiación reactiva de las fuentes fantasma que se generan dentro de las celdas de los difusores.

Podemos destacar:
· La gran similitud de los valores resultado de la captación con Binaural Wood y Binaural Hô, lo cual valida el modelo microfónico binaural compuesto por 2 micrófonos PZM separados por una madera a modo de “cabeza”.
· La reducción del valor de difusividad, SFD, (o sea mayor correlación entre ambas informaciones) encontrado en la captación Spaced Omnis. El mismo se produce debido a que no existe un material aislante entre un micrófono y otro, función que cumple la cabeza entre nuestros dos oídos.

Conclusiones:
· El ETS existe y es cuantificable. Sugerimos tomar en cuenta la duración (D de tiempo) y la magnitud del conjunto de reflexiones salientes.
· La superficie difusora decorrela en el tiempo las reflexiones salientes (respecto de sí mismas y de la señal original).
· La difusividad de un campo sonoro es mensurable en forma objetiva y a partir de ello es posible tomar decisiones correctivas.

Trabajo a futuro:
· Análisis de la memoria de los difusores mediante la Autocorrelación de su salida.
· Relevar valores relativos y absolutos de S.F.D..
· Realizar pruebas subjetivas de S.F.D. en Controles de estudios de grabación.
· Distribuir el SFD en frecuencias para una mayor comprensión de los campos sonoros dentro de los recintos.
· Incorporar al coeficiente de difusión una magnitud del E.T.S..

ACÚSTICA DE RESONADORES DE HELMHOLTZ

RESONADORES DE HELMHOLTZ

INTRODUCCIÓN TEÓRICA

Ya advierte la bibliografía especializada en temas de absorción de baja frecuencia, que la mayor ayuda para el tratamiento acústico con elementos resonadores es la propia experimentación.
Las expresiones teóricas informan acerca del comportamiento del conjunto resonador; y, ateniéndose a ciertas restricciones, la formulación acierta en la frecuencia de sintonía del sistema pero flaquea en las previsiones de absorción.
Recordemos las principales fórmulas que modelan el funcionamiento de un resonador de Helmholtz así como las limitaciones de cada una.

Se advierte del cambio en el ancho de banda y de la disminución de la eficacia del resonador con la introducción, en la cavidad de éste, de material aborbente poroso, pero, ¿en qué medida varían los parámetros antes mencionados? Poca bibliografía completa el caso de sistemas con pérdidas.

Absorción

La absorción de un resonador de Helmholtz es quizás el apartado más abandonado por la teoría y más necesitado en los casos prácticos. Si bien el ajuste de la frecuencia de resonancia es un hecho sin problemas, la predicción de la cantidad de absorción constituye un tema poco claro. Existe formulación para la absorción de un resonador individual en su frecuencia de resonancia y también para todo el margen, pero debemos remarcar su “validez” únicamente para el caso de un resonador aislado, cosa que en un tratamiento real no encontramos nunca. Así, la predicción de absorción para un conjunto de resonadores de Helmholtz (resonadores individuales no independientes), se hace casi imposible.

La fórmula que se encuentra para la absorción de un resonador es la siguiente:

La absorción máxima, Amax, usadada algunas veces en trabajos teóricos, responde a la expresión mostrada para los casos en que la resistencia de fricción del resonador se iguala a la resistencia de radiación del mismo; para resonadores totalmente adaptados al medio [Kutrruff].Muchas veces su usan aproximaciones de la fórmula cambiando el denominador por 3.5p o 4p.

CASOS PRÁCTICOS
Para estudiar el comportamiento de los resonadores de Helmholtz se han analizado en el laboratorio diferentes montajes realizando medidas en cámara anecoica y reverberante.

MEDIDAS EN CÁMARA ANECOICA
En la cámara anecoica se midió la frecuencia de resonancia, el ancho de banda de los resonadores construídos y la variación de ambos parámetros cuando se introducían pérdidas en el sitema.

Medida de la f0
La frecuencia de resonancia se obtuvo excitando con ruido rosa en el exterior del resonador y obteniendo el espectro de la excitación en el interior de su cavidad. Los resultados obtenidos convergen a una buena previsión teórica de la frecuencia de resonancia cuando las restricciones de dimensionado y proporcionalidad son respetadas.

En las figuras anteriores mostramos uno de los resonadores analizados y la medida de su frecuencia de resonancia. Para este caso, la frecuencia teórica predecía 59.42 Hz y la frecuencia real ha resultado de 62.2 Hz.
Las medidas realizadas en los 15 sistemas analizados han presentado variaciones relativas máximas del 5%.

Medida de un sistema con pérdidas

Para el caso del resonador presentado anteriormente, al añadir material absorbente en el volumen encerrado, la frecuencia de resonancia varía disminuyendo, hasta los 60.5 Hz para un 40% de fibra de vidrio en la cavidad y hasta 58.7Hz para un 70% de fibra en un segundo caso. El material absorbente también contribuye a reducir el nivel de las frecuencias propias de la cavidad del resonador así como a disminuir la energía del pico de la resonancia.
La variación del ancho de banda es visible pero éste se extiende, en muchos casos, por debajo del ancho definido a –3dB.

A continuación se muestran, para diferentes experimentos, las variaciones en la frecuencia de resonancia y en el ancho de banda relativo según el porcentaje de volumen ocupado por material absorbente.

Como se aprecia en la gráfica, la frecuencia de sintonía disminuye debido al material absorbente asociando el fenómeno a un aumento virtual del volumen del resonador. Los datos obtenidos coinciden con los resultados de Beranek llegando a una reducción máxima de la f0 de un 85%.

MEDIDAS EN CÁMARA REVERBERANTE
Medida de la absorción

Para los ensayos de coeficiente de absorción se midieron dos conjuntos de resonadores. Uno de ellos formado por botellas (f0 de 116 Hz) y realizando medidas con grupos de 25, 50 y 100 resonadores. Un segundo sistema se observa en lafotografía superior y se basa en un conjunto de 8 resonadores de madera sintonizados a 90.5Hz.
Los resultados obtenidos se muestran en los gráficos siguientes. Para la obtención del incremento de absorción se aplicó la Normativa ISO 354 para el cálculo del coeficiente de absorción en cámara reverberante.

Apreciamos en los la variación del incremento de absorción en función del número de resonadores y de la colocación de éstos. Este incremento, evidentemente, no es lineal con el número de elementos absorbentes y por tanto es imposible extrapolar un coeficiente de absorción para un único resonador. La absorción proporcionada por el conjunto de 100 botellas es considerable, rebajando el tiempo de reverberación de la sala de 15 segundos a 9.6 segundos en la banda de 125Hz.

Los datos conseguidos con el conjunto de 8 resonadors se muestran a continuación.

En el gráfico anterior se representa la curva tonal de la cámara reverberante vacía (línea rosa) y la curva tonal después de colocar en medio de la cámara el conjunto resonador en posición vertical (línea azul).

Estos dos gráficos representan la variación del TR60 y del incremento de absorción en función de la posición del conjunto de resonadores (posición horizontal y posición vertical) y el incremento de absorción provocado por sólo 4 resonadores del conjunto, invalidando los 4 restantes. Como se observa en los resultados obtenidos, el resonador colocado en posición vertical presenta el máximo incremento de absorción mientras que en posición horizontal la absorción disminuye acercándose al caso de los 4 resonadores.
Es interesante destacar que la cantidad de absorción que se obtuvo con estos 8 resonadores sintonizados a 90.5Hz, fue la misma que la obtenida por los 100 resonadores del experimento anterior, sintonizados a 116 Hz. Este resultado confirma, como anunciaba la formulación presentada en la introducción teórica, la dependencia de la absorción con la longitud de onda de la frecuencia de resonancia.

Efectos secundarios

Otros efectos previsibles medidos en algunos casos prácticos, son la actuación de estos elementos resonadores en el campo sonoro que los rodea. El sistema resonador, no sólo provoca una absorción determinada sino que puede contribuir a aumentar la difusión del campo acústico de su alrededor gracias a la reradiación de energía que se produce a través de la boca
del mismo.
En cámara reverberante y en ambiente anecoico se han medido estos efectos apareciendo en los espectros de la señal captada en la zona que envuelve el resonador, o en las gráficas de tiempo de reverberación. En este último caso, la actuación del resonador aparecía creando una doble pendiente en la caída de la energía o creando un pico energético que provocaba una discontinuidad en la curva.

CONCLUSIONES

La frecuencia de sintonía de los resonadores construídos se calcula con exactitud con la ayuda de la formulación existente. Se debe tener en cuenta la disminución de esta frecuencia, hasta un 85%, cuando se añade material absorbente en la cavidad del resonador y
la variación del comportamiento cuando no se respetan las condiciones de dimensionado.
La absorción de estos elementos puede llegar a ser elevada y aumenta con la longitud de onda de la frecuencia de resonancia. La fórmula de absorción para el caso de un resonador aislado no sirve en implementaciones reales.
La colocación en la sala del sistema resonante así como su posición, pueden influir de forma considerable en la absorción del sistema. Es máximamente eficaz la colocación de estos absorbentes en los lugares de máximos de presión.

BIBLIOGRAFÍA

[1] Room Acoustics, Heinrich Kuttruff
[2] Principles and Aplications of Room Acoustics Volume 1 y 2, L.Cremer, H. Müller
[3] Acústica de Recintes. Enginyeria La Salle. Robert Barti
[4] Master Handbook of Acoustics.

FFT_Medición de Función de Transferencia con sweeps 3

3 PRE-ÉNFASIS

En casi cualquier medición acústica, no es aconsejable usar una señal de excitación con contenido espectral blanco. En el caso de medición de altavoces en una cámara anecoica, se pueden presentar dos efectos para una gran pérdida de relación S/R en bajas frecuencias: La pérdida de sensibilidad (de 12 o 24 dB por octava) debajo de la resonancia de la caja de bajos (bass cabinet), y el aumento del ruido de fondo en esta región de frecuencias debido al deficiente aislamiento de las paredes al ruido de fondo.
Así pues, para seguir el roll-off de frecuencia baja de los altavoces (si es posible en todos, vea [30], [31]) sin los efectos de la degradación de bajo S/R, se requiere de un fuerte énfasis de más de 20 dB para establecer una certeza razonable en la medición.
Esto también da lugar a una mejor contribución de la energía que alimenta a un altavoz multivía. El woofer soporta mucha más potencia que un tweeter. Pero cuando usamos una señal de excitación con espectro blanco, el tweeter tendrá que soportar el golpe de la energía de la señal de excitación. Un domo de tweeter puede ser sobrecalentado y dañado con unos pocos Watts, y su límite puede ser fácilmente sobrepasado por cualquier amplificador de potencia. Desde este punto de vista, un énfasis en bajas frecuencias es altamente deseable.
Una tercera razón a mencionar, de naturaleza social es la siguiente: cuando se realizan mediciones “in situ” (salas de concierto, estadios), una señal de excitación con realce en bajos da calidez al sonido y es más agradable que el ruido blanco, y por lo tanto es más aceptable por otras personas presentes. Además, un fuerte incremento de potencia en la banda de bajos no da la impresión de mucha sonoridad debido a la mala sensibilidad del oído en esta región de frecuencias. Mientras esto puede sonar poco científico, todos los que hayan participado en sesiones de mediciones en público saben que el volumen máximo aplicable es estipulado por las personas que se juntan en el lugar, no por los altavoces ni por los amplificadores (ver [1]). Por ejemplo, los instaladores que suben en los soportes cerca de un cluster de altavoces aprecian definitivamente señales de excitación no molestas. En estos casos, usando ruido blanco como estimulo incluso lleva a un riesgo de salud y un problema potencial de seguridad. Un MLS que alimente accidentalmente con máximo nivel a un sistema potente puede causar daño auditivo o incluso conducir a los accidentes asustando al personal. Esto especialmente cerca de 2 los drivers horn-loaded 2”. Usar señales de excitación con énfasis en bajos relaja la situación a un cierto grado. Con sweeps largos, se puede interrumpir antes de alcanzar las frecuencias medias.

3.1 Ecualizando altavoces para mediciones acústicas de salas.
Obtener la IR es una de las tareas más recurrentes en acústica de salas y edificios. Todos los parámetros típicos que describen las propiedades acústicas de una sala (o para ser más precisos, el camino de transmisión acústica entre dos puntos, usando una fuente y receptor con distinta directividad) como reverberación, claridad, definición, tiempo central, STI y muchos otros pueden ser derivados de ella. Una mirada más cercana a la IR puede ayudar a identificar problemas como las reflexiones indeseadas o una proporción deficiente entre el sonido directo y la reverberación. Visualmente examinando la función de transferencia asociada a la sala (obtenida por la FFT) puede dar a conocer modos molestos de la sala o, por supuesto, desbalance tonal de un sistema de refuerzo sonoro.
Otra aplicación interesante es la creación de “realidad virtual” por la convolución de la capturación “seca” (anecoica) de audio con la IR binaural de una sala capturada por un dummy head. Posteriormente se demostrará que sólo los sweeps son capaces a realizar tareas con suficiente rango dinámico.
Hasta hoy, la capturación de la RIR para mediciones de tiempo de reverberación es ocasionalmente hecha usando fuentes impulsivas no electroacústicas. Las maneras más comunes son disparando una pistola (acción delicada especialmente en iglesias) o explosiones de globos. Mientras se obtiene altos niveles en algunas bandas de frecuencia, estos métodos tienen una baja repetibilidad y producen espectros impredecibles. La energía de baja frecuencia contenida es usualmente baja, especialmente para pistolas debido a sus pequeñas dimensiones. Incluso la omnidireccionalidad no está garantizada [1].
La única forma de evitar estos severos inconvenientes es usar un sistema electroacústico, y por lo tanto el uso de un altavoz.
Obviamente, cuando usamos un altavoz sin ninguna precaución, la función de transferencia obtenida de la sala será “coloreada” por la respuesta de frecuencia del altavoz. Este es un problema cuando la RIR será usada para auralización. Para empeorar
las cosas, la respuesta de frecuencia es dependiente de la dirección. Para mediciones de acústica de salas, la norma ISO 3382 describe el uso de un altavoz “lo más omnidireccional” posible (condición que en la practica difícilmente puede ser satisfecha sobre 2 kHz).
Ningún altavoz será capaz de producir una salida independiente de la frecuencia. Este no es un gran problema en mediciones de tiempo de reverberación en octavas o tercio de octavas, mientras que la desviación dentro de estas bandas no sea muy alta. La coloración del RTF por la respuesta de frecuencia del altavoz es muy indeseable con la intención de auralizar señales. En estos casos, es obligatorio usar un pre-énfasis para remover la coloración. Por supuesto, esta ecualización podría ser hecha post-procesando la RTF con la inversa de la respuesta del altavoz, pero esto no podría mejorar la pobre relación S/R en las regiones de frecuencia donde la salida acústica del altavoz es baja.
Es por esto que es favorable pre-filtrar la señal de excitación independientemente de la frecuencia y potencia de salida.
Una ecualización del altavoz es el pre-énfasis que debe ser aplicado en mediciones de acústica de salas. Además, la medición puede ser mejorada para un mejor alcance, adaptando el espectro de potencia emitido al espectro del ruido ambiente. Y en el mejor de los casos, el ruido de fondo tiende a ser mucho mayor en la región de bajas frecuencias. Así, en orden de obtener una relación S/R que sea casi independiente de la frecuencia, se debe aplicar un pre-énfasis adicional que siga el espectro del ruido de fondo.
Mientras es deseable tener la relación S/R independiente de la frecuencia para análisis de acústica de salas (especialmente para la obtención de tiempo de reverberación en bandas filtradas), podría ser discutible el orden para minimizar el ruido audible, la RIR adquirida para propósitos de auralización tiene un ruido de fondo que es aproximadamente lo contrario de nuestra sensibilidad de la audición en niveles bajos. El uso de noise shaping para reducir el ruido percibido en grabaciones con cuantización fija (por ejemplo los 16 bits de un CD) busca la misma meta. Una buena introducción a esta área se da en [32]. Para conseguir el nivel de ruido que sea particularmente bajo en regiones espectrales de alta sensibilidad del oído, se debe aplicar un énfasis igual a la curva de sensibilidad (por ejemplo E-curve) a la señal de excitación. Por otro lado, dando un aumento extra en la región de frecuencias medias de mayor sensibilidad del oído podría llevar a señales de excitación bastante molestas. De todas formas, la pregunta de cual énfasis satisface lo mejor posible es un problema multifacético y se puede contestar diferentemente para cada medición.

Una interrogante es como manejar las mediciones de la ecualización de la potencia acústica de los altavoces. Usualmente, la respuesta de potencia acústica del altavoz es obtenida por promedio de la magnitud de muchas funciones de transferencia medidas en campo difuso en una cámara reverberante. La corrección con la inversa de los tiempos de reverberación con 10*log{1/T(f)} convierte el espectro de presión del campo difuso en un espectro proporcional a la potencia acústica.
Después de esto, es indispensable un suavizado de 1/6 o 1/3 de octava para no obtener una curva corrugada. Pero esta suavización no es suficiente para bajas frecuencias, como puede ser visto en la fig.14 en la curva superior derecha. En este rango, la función de transferencia de la cámara consiste en solo en algunos modos con alto Q. Es una buena idea reemplazar estos nodos por un declive con la disminución teórica de la sensibilidad del altavoz (12 dB/oct para caja cerrada o 24 dB/oct para sistemas vented).

El problema ahora es como tratar la fase y el retardo de grupo asociado. Evidentemente, la fase de la función de transferencia de la cámara reverberante no puede ser usada. Un compromiso factible es combinar la magnitud de la respuesta de potencia acústica (obtenida en la cámara reverberante) con una respuesta de fase en campo libre (obtenida de la medición de sensibilidad en el eje del altavoz). Obviamente, combinando la amplitud de una medición con la fase de la otra entrega un espectro artificial que también corresponde a una IR artificial. Sin embargo, esto parece ser una vía realizable para minimizar la distorsión en amplitud y fase de mediciones en acústica de salas.
Es interesante advertir que si se creará un sweep, sólo la magnitud de la respuesta objetivo influenciará la señal de excitación. No teniendo ninguna influencia en la creación del barrido, la medición de la fase del altavoz puede ser ecualizada solamente por el post-proceso (es decir, aplicando lo contrario de esta fase al archivo de la referencia). Así, en general para las mediciones de acústica de salas, el proceso de la señal siempre consiste en una combinación de pre y post-procesamiento.

4 SÍNTESIS DE SWEEPS

Los sweeps pueden ser creados directamente en el dominio del tiempo o indirectamente en el dominio de la frecuencia. En este último caso, su magnitud y retardo de grupo son sintetizados y el sweeps es obtenido mediante la IFFT de este espectro artificial. Las formulas dadas aquí no se apegan a los estándar matemáticos típicos, pero son aceptables para su implementación en software.
Los dos tipos más comúnmente conocidos son los sweeps lineales y logarítmicos. Los sweep lineales tienen un espectro blanco y aumentan con una razón fija [Hz] por unidad de tiempo.

Algunos científicos japoneses [35], [36], se refieren al sweep lineal como “pulso expandido en el tiempo” (time stretched pulse, TSP), pero por supuesto cualquier señal de excitación de banda ancha, como un sweep o un ruido, puede ser considerado como un pulso cuya energía ha sido expandida en el tiempo.
El sweep logarítmico tiene un espectro rosado, lo que significa que la amplitud desminuye 3 dB/oct. Eso también significa que todas las octavas contienen la misma energía. La frecuencia aumenta con una fracción fija de una octava por unidad de tiempo:

4.1 Construcción en el dominio del tiempo
Los sweeps pueden ser sintetizados fácilmente en el dominio del tiempo mediante el incremento del paso de la fase que es sumado al argumento de una expresión sinusoidal después de cada cálculo de una muestra de salida. Un sweep lineal como los utilizados en TDS tiene un reajuste del valor sumado al incremento de la fase:

El factor incj usado para la generación del sweep lineal depende de la frecuencia de inicio y de término, la frecuencia de muestreo fs y el número de muestras N a ser generados:

Mientras los sweep generados en el dominio del tiempo tienen una perfecta envolvente y de esta manera un factor cresta ideal (3.02 dB), su espectro no es exactamente el esperado. El abrupto comienzo al iniciar del sweep y el abrupto final al terminar el sweep son responsables del indeseable ripple en los extremos del espectro de excitación, como se ve en la fig. 15. Ventanas half pueden ser utilizadas para disminuir el impacto del inicio y término del sweep, pero no los elimina completamente.
Normalmente, no tendrán efecto en la respuesta de frecuencia recuperada cuando se corrige con un espectro de referencia derivado de la inversión del espectro de la señal de excitación (la cual es obtenida por una medición de referencia conectando la salida a la entrada). Sin embargo, si la deconvolución es simplemente hecha con la inversión del tiempo y la forma de la amplitud del estímulo, como es propuesto en [2], o si la corrección no es factible, como con TDS, entonces pueden ser esperados errores en las
cercanías del comienzo y término del sweep.

4.2 Construcción en el dominio de la frecuencia
La construcción de sweeps en el dominio de la frecuencia evita estos problemas. La síntesis puede ser hecha definiendo la magnitud y el retardo de grupo de un espectro FFT, calculando la parte real y la parte imaginaria de ella y finalmente transformando el espectro del sweep artificial al dominio del tiempo aplicando la IFFT. El retardo de grupo no es fácilmente interpretable para señales compleja, pero es muy bien definido para los sweep sinusoidales, describiendo exactamente en que tiempo ocurre cada
frecuencia. Para los sweeps, el retardo de grupo se asemeja a la distribución tiempofrecuencia con los ejes vertical y horizontal intercambiados (a pesar de carecer de la tercera dimensión, contienen la información de la magnitud).
Si se desea un sweep con una envolvente temporal constante (garantizado naturalmente por la construcción en el dominio del tiempo), la magnitud y el retardo de grupo tienen que estar relacionado el uno con el otro. En el caso de un sweep lineal, la magnitud del espectro tiene que ser blanco y en el caso del sweep logarítmico debe ser rosado, con una pendiente de –3 dB por octava. El retardo de grupo asociado para el sweep lineal puede ser entonces simplemente:

Normalmente START f será la primera frecuencia del espectro discreto de la FFT, mientras que END f será fs / 2 . Por supuesto, ( fstart) G t y ( fend) G t deben estar restringidos a valores que se ajusten dentro de intervalo de tiempo obtenido después de la IFFT. La fase es calculada mediante la integración del retardo de grupo. La fase y la magnitud pueden ser convertidas a la parte real y imaginaria por las usuales expresiones sin/cos.
Como se estableció antes, la creación de sweeps en el dominio del tiempo causarán algunos efectos de suciedad en el dominio espectral. Igualmente, los sweeps sintetizados en el dominio espectral causarán algunas rarezas en la señal resultante en el dominio del tiempo. Primero que todo, es importante que la fase resultante de la integración del retardo de grupo alcance exactamente 0° o 180° en fs. Esta condición generalmente tiene que ser cumplida por cada espectro de una señal real. Esto puede ser realizado fácilmente restando los valores del espectro de la fase que disminuyen linealmente con la frecuencia hasta exactamente la compensación de la fase anterior del final:

Esto es equivalente a añadir un retardo de grupo menor de ± 0,5 muestras sobre todo el rango de frecuencias. Aún satisfaciendo esta condición, los sweep no estarán confinados exactamente a los valores dados por ( fstart) G t y ( fend) G t , pero estas se dispersan más allá en ambas¡ direcciones. Esto es una consecuencia directa de la magnitud del espectro deseado, el
cual no presenta las ondulaciones debidas al abrupto comienzo y término de los sweeps (creados en el dominio del tiempo). La ampliación se debe a que, el retardo de grupo para bajas frecuencias no debe ser cero, solo un poco mayor. De esta manera, la primera mitad de la onda del sweep tiene más tiempo para desarrollarse. Sin embargo, este siempre comenzará con un valor mayor a cero, mientras la parte restante izquierda del punto de comienzo se plegara hacia atrás, hacia los “tiempos negativos” en el final del período. Allí, este puede “ensuciar” la parte final de alta frecuencia del sweep si el retardo de grupo escogido para fs / 2 es demasiado cercano a la longitud del intervalo de tiempo de la FFT. Una manera segura de evitar la contaminación en la parte final debido a las componentes de bajas frecuencias es simplemente escogiendo la longitud del bloque de la FFT por lo menos el doble de la longitud del sweep deseado.
Para forzar el deseado comienzo y final del sweep al punto cero, son indispensables las operaciones de fade para evitar el ruido switching. Haciendo esto, es claro que ocurre una desviación de la deseada magnitud del espectro. Pero ésta puede ser insignificante al escoger partes suficientemente estrechas al comienzo y final del sweep. El espectro y las señales en el tiempo resultantes para los sweeps lineales y logarítmicos son presentados en la fig. 16.
La plataforma horizontal bajo los 20 Hz para el sweep logarítmico ha sido introducida deliberadamente para evitar demasiada energía
subsónica. Ambos sweep cubren el rango completo de frecuencias desde el DC (incluido) a fs / 2.

El ripple introducido por las operaciones de fading (ventanas half-cosine muy adecuadas) puede ser mantenido fácilmente bajo 0.1 dB y no debe causar ninguna preocupación, ya que este impacto en la medición resultante es cancelado al desarrollar
y aplicar la medición de referencia.

Sin embargo, en los casos donde una compensación exacta de la amplitud no es posible o deseado (por ejemplo, en un dispositivo TDS), el método iterativo mostrado en la figura 17 permite rechazar completamente el ripple, estableciendo la magnitud exacta del espectro deseado mientras se mantiene la longitud deseada del sweep. La iteración consiste del desarrollo consecutivo de operaciones fade in/out, transformando la señal del tiempo al dominio espectral, reemplazando la ligera corrugación de la magnitud
espectral por la magnitud deseada, manteniendo las fases, y eventualmente volver a transformar la magnitud del espectro manipulada al dominio del tiempo. Antes de aplicar la ventana fade in/out nuevamente, los residuos fuera del intervalo del sweep son
examinados. Si su valor máximo es menor que el LSB de la cuantización final del sweep deseado, la ventana es omitida y la iteración finaliza. Usualmente, el proceso converge rápidamente y aún un sweep con cuantización de 24 bit es disponible solo después de 15 iteraciones. Sin embargo, la respuesta de magnitud perfecta es cambiada por una ligera distorsión de la fase del espectro. Por lo tanto, el retardo de grupo derivado estará ligeramente distorsionado, pero el efecto es casi imperceptible y restringido bandas muy estrechas alrededor de DC y fs / 2 . La iteración trabaja mejor con sweep de un ancho de banda que cubre el rango completo entre 0 Hz y fs / 2 Hz.

4.3 Sweep con magnitud espectral arbitraria y envolvente temporal constante.

Hasta ahora hemos estado restringidos a sweeps lineales y logarítmicos. Si su magnitud espectral fue alterada de la contribución de energía blanca o rosada a algo diferente, es claro que su envolvente temporal podría ya no ser constante. Esto puede implicar un incremento del factor cresta y por lo tanto una pérdida de energía, dando un clavado valor peak como máxima amplitud. No obstante, podría ser muy atractivo el uso de sweeps con una arbitraria contribución de energía sin perder la ventaja del bajo factor de cresta. Esto puede ser realizado de manera sorprendentemente fácil simplemente haciendo que el retardo de grupo crezca proporcionalmente a la potencia del espectro de excitación deseado. Generalmente, la energía de un sweep en una región particular de frecuencia puede ser controlada por la amplitud del sweep o la razón del sweep en esa frecuencia. Un incremento con pendiente del retardo de grupo significa que la correspondiente región de frecuencia es emitida en un tiempo considerable, con solo la frecuencia instantánea emergiendo lentamente. De esta forma, mucha energía esta almacenada en la respectiva sección espectral.
El retardo de grupo para el sweep de magnitud arbitraria y envolvente constate puede ser construido comenzando con tG ( fstart) para la primera frecuencia y entonces incrementando:

El proceso es ilustrado por un ejemplo en la figura 18. El sweep bajo construcción servirá para ecualizar un altavoz y presentar un adicional énfasis de baja frecuencia. El espectro deseado de la señal de excitación se origina de la inversión de la respuesta del
altavoz. Este es adicionalmente enfatizado con un filtro de primer orden low-shelf con 10 dB de ganancia y un filtro pasa altos en 30 Hz para evitar que un exceso de energía infrasónica alimente al altavoz por la nueva ecualización de la señal de excitación.
El grupo de retardo construido muestra una relativa inclinación pronunciado hasta 0,5 segundos, y la señal resultante en el tiempo revela que en este rango incrementa solo gradualmente desde el valor inicial. De esta manera el sweep contendrá una gran cantidad de energía en esa región de frecuencia. Desde los 80 Hz a los 6 kHz, el retardo de grupo incrementa solamente en 200 ms, así todo el rango de frecuencias medias pasa a través de este corto tiempo. Sobre los 6 kHz, el retardo de grupo nuevamente se inclina debido al incremento de la magnitud deseada y la frecuencia aumenta moderadamente, extendiendo consecuentemente la parte de HF del sweep.
Se debe observar que la amplitud del sweep no es completamente constante, como podría ser deseado para lograr el factor de cresta ideal. En el comienzo y en aproximadamente 650 ms, un leve resalto no se puede negar. Esta es otra imperfección causada por la formulación del sweep sintético en el dominio de la frecuencia. Para mantener esta alteración pequeña, una leve suavización de la magnitud del espectro ayuda. Haciendo esto, el factor de cresta del sweep puede mantenerse normalmente bajo los 4 dB, llevando a una perdida de energía menor a 1 dB. Por supuesto, el método iterativo descrito en 4.2 puede ser combinado con este algoritmo para reducir las desviaciones de la deseada respuesta de magnitud espectral cerca de las bandas límites.
Haciendo esto, el factor cresta decrece levemente.

4.4 Sweep con espectro de magnitud arbitraria y envolvente establecida.

¿Es el sweep con envolvente constante y magnitud espectral arbitraria la señal de excitación óptima para mediciones acústicas? Bien, si el amplificador de potencia debe ser la restricción límite del equipamiento de medición, uno debe decir si. La casi constante envolvente de la señal de excitación permite obtener la máxima potencia del amplificador para todo el rango de frecuencias de la medición, por esta razón drenar la máxima energía posible hacia el RUT (room under test) en los distintos intervalos de tiempo. Sin embargo, la falta de potencia es raramente un punto de preocupación hoy en día (quedando solo los equipos portátiles alimentados con batería). Es mucho más común que tenga que ser considerada cuidadosamente la capacidad de manipulación de potencia de los altavoces para evitar dañarlos. En el caso de sistemas multivía, por ejemplo, un dodecaedro compuesto de altavoces coaxiales, posiblemente soportado por un potente subwoofer, cada vía tiene su propia potencia límite. Un sweep con envolvente constante debe tener esta potencia ajustada al enlace más débil del equipamiento, muchas veces los tweeters. Esto podría dejar a las capacidades de manipulación de potencia del woofer (que exceden a los tweeters frecuentemente por un factor de 10 o más) la mayoría de las veces sin uso. Por otro parte, un aumento extra es frecuentemente deseable precisamente en la región de bajas frecuencia para sobreponerse al incremento del ruido de fondo ambiental.
Queda claro que en el caso de los altavoces, la potencia instantánea del sweep debe ser controlable de acuerdo a la frecuencia por la que está pasando el sweep. Esto puede ser logrado por el control de la amplitud del sweep en un modelo dependencia-frecuencia.
Para hacer esto, solo es necesario hacer una modificación menor al proceso de creación de sweep revelado en la sección 4.3. Como se muestra en la figura 19, el truco es primero dividir el espectro “objetivo” por la envolvente espectral deseada. El espectro resultante es la base para la síntesis del retardo de grupo. Después, creando la parte real e imaginaria, el espectro del sweep ahora será multiplicado con la envolvente del espectro deseado, reestableciendo la magnitud de respuesta deseada. La IFFT producirá ahora un sweep que ya no tiene una envolvente constante, pero finalmente diseñando la amplitud dependiente de la frecuencia impuesta por el espectro de la envolvente deseada.
Dos grados de libertad se ofrecen aquí: Una arbitraria distribución espectral junto con una arbitraria definición de la envolvente dependiente de la frecuencia, la cual es transformada en un una barrido senoidal desformado convenientemente en amplitud y
tiempo.

Se debe admitir que ésta aproximación no es la solución completa para el peligro del sobrecalentamiento de tweeter sensibles. Comparado a un sweep con envolvente constante de idéntico contenido de energía, un sweep con la envolvente deseada solo
conduce al estiramiento en el tiempo la misma energía que alimenta al tweeter, resultándole mismo calentamiento si la longitud del tiempo es más pequeña que la constante de capacidad térmica de la bobina. Mediciones acústicas de salas con largos
sweeps (muchos segundos) son también una ventaja si el tweeter no sólo es amenazado por sobrecalentamiento, también por daño mecánico causado (por ejemplo, fuerzas excesivas en la compresión de los drivers). La distorsión reducida debido al nivel
inferior puede también ser una motivación, aunque esta es la gran ventaja de medición con sweeps donde la distorsión producida puede ser separada de la actual respuesta impulsiva.
Otra aplicación de los sweeps con decremento controlado de la envolvente en altas frecuencias es la medición de grabadoras de cinta análoga. La envolvente puede ser adaptada a la curva de saturación que depende de la frecuencia en la cinta analógica de
la grabadora, permitiendo así el uso óptimo del rango dinámico de la cinta en todas las frecuencias. De ésta manera, una aparente caída de la respuesta de frecuencia donde el nivel obtenidos cercanos al límite de saturación son obviados. En grabadores de cintas de casetes compactos con su estrecho y muy lento avance, el decremento necesario de la envolvente puede alcanzar 20 dB o más, dependiendo del material de la cinta. La curva de saturación de ésta misma puede ser determinada por la deliberada alimentación con
un sweep de excesivo nivel que cause saturación en todas las frecuencias. La distorsión producida es removida de la respuesta impulsiva y el espectro que queda de esta respuesta impulsiva es una buena estimación de la dependencia de la frecuencia a
máximo nivel de entrada para mediciones y grabaciones.

4.5 Sweep de dos canales con ecualización de altavoz y funcionalidad de crossover

En muchas mediciones acústicas, son empleados altavoces multivía para cubrir lo más posible el rango audible. Por ejemplo, un dodecaedro omnidireccional usualmente exhibirá una pobre respuesta bajo 200 Hz aproximadamente, dependiendo de su tamaño.
De esta manera, es una ventaja apoyarlo con un subwoofer para evitar la necesidad de excesivo pre-énfasis. Un diseño normal de caja cerrada o vented con un chasis será lo suficientemente omnidireccional en este rango de frecuencias. Como todas las tarjetas de sonido y algunos sistemas de medición están equipados con conversores estéreo, vale la pena hacer uso de dos canales para incluir una activa funcionalidad de crossover en la señal de excitación. Esto puede ser realizado con algunas extensiones del método de generación de sweep descrito en la sección 4.3 y 4.4.
Primero que todo, como en cualquier tarea de ecualización, es necesario medir ambos altavoces en la misma posición para establecer la magnitud, fase y relación de retardo válida. Teniendo en mente las capacidades de manipulación de la potencia del altavoz y acorde a su magnitud de respuesta, un punto apropiado de crossover puede ser seleccionado. En esta frecuencia la diferencia de la fase y del retardo de grupo entre ambos espectros es leída y almacenada. Ellas serán necesarias más tarde. Ahora, después de una suavización opcional, ambos espectros son invertidos y tratados con un filtro pasa banda para confinarlos a ellos al deseado rango de frecuencia a ser barrido (ver figura 20). En este punto, un énfasis deseado adicional es también aplicado al espectro estéreo. Debe ser diseñada ahora la envolvente de frecuencia controlada. Tiene que ser ejecutado ahora una división por la envolvente del espectro deseado. Después de estos pasos de preparación, la función crossover debe ser traída al juego mediante la multiplicación del primer canal con un filtro pasa bajos y el segundo con el correspondiente filtro pasa altos.

Un opcional efecto de suavización (con ancho constante en escala lineal de frecuencia) puede ser obtenido por la aplicación de una ventana a la respuesta impulsiva de ambos espectros. Para este propósito, ambos son transformados al dominio del tiempo después de suprimir su fase. La ventana deseada es aplicada y la respuesta al impulso confinada es transformada devuelta al dominio de la frecuencia (ver figura 21). La ventana no debe ser demasiado estrecha para evitar enturbiar o nublar el detalle de baja frecuencia.
Ahora el sweep de dos canales puede ser creado por la formulación de la ya conocida relación entre la magnitud ajustada y el incremento del retardo de grupo. Pero en vez de usar solo un canal, la magnitud ajustada de ambos canales tiene que ser añadida aquí para permitir el crecimiento del valor del retardo de grupo:

Como la frecuencia instantánea deberá ser la misma para ambos canales, la síntesis del retardo de grupo tiene que ser desarrollado solo una vez y la fase resultante puede ser copiada en el segundo canal. Si se diseñara la señal de excitación con una envolvente
controlada por la frecuencia, este espectro de dos canales tiene que ser multiplicado por la envolvente del espectro después de convertir la magnitud y el sintetizado retardo de grupo a su normal representación real/imaginaria.
La IFFT arrojara un sweep de dos canales que primero se deslizara a través de las bajas frecuencias en un canal y entonces las frecuencias restantes en el otro canal, La suma de ambos canales tendrá la deseada envolvente, mientras la relación de sus amplitudes en cada frecuencia instantánea corresponde a la relación establecida en el dominio espectral.
En la región de cruce, que no puede ser hecha indefinidamente estrecha debido a la norepetitiva naturaleza del sweep, ambos canales interfieren. Mientras ellos están en fase en la síntesis de la señal de excitación de dos canales, ellos usualmente no pueden llegar en fase al micrófono cuando son emitidos sobre dos altavoces. Así una corrección retardo/fase es necesaria para evitar perdidas de nivel de presión sonora en la región de cruce. Este es el por qué la relación de la fase y el retardo de grupo de la respuesta de los altavoces debe ser almacenada previamente. Esta información puede ahora ser utilizada para desplazar la señal para el altavoz con el menor retardo de grupo al derecho por la diferencia en los tiempos de llegada. Esto puede ser logrado mejor aún en el dominio espectral por la suma del apropiado retardo de grupo. Las fases recibidas en el punto de cruce pueden ser traídas en acuerdo mediante la suma o resta de pequeños adicionales retardos de grupo a uno de los canales.
Es discutible que podría ser más ventajoso, si ruidos de dos canales o sweeps con “dos voces” cubriendo independientemente ambos rangos de frecuencia al mismo tiempo, como estos permiten drenar la energía a ambos altavoces sobre el período entero de la
medición. Sin embargo, solo un sweep de “una voz” permite descartar adecuadamente los productos de la distorsión de la IR recuperada. Por otra parte la señal estereo puede alimentar con mucho mayor nivel, lo que compensa la desventaja del tiempo de emisión restringido en vías individuales.
Obviamente, el espectro de referencia necesario para deconvoluir la señal de excitación recibida no puede ser creado realizando la usual referencia eléctrica de medición.
Haciendo esto, la ecualización del altavoz cuidadosamente introducida podría desaparecer en el resultado final. La única manera viable es construir el espectro de referencia por una simulación descrita en la fig.22. Primero, la excitación de dos canales anteriormente generada es transformada al dominio espectral. Allí es multiplicada con la respuesta del altavoz y la respuesta del sistema de medición. Esta última puede incluir la respuesta del camino eléctrico de la señal (conversores, amplificador de potencia,
preamplificador de micrófono) y la respuesta del micrófono, que podría no ser suficientemente plana. Después de estas operaciones, ambos canales son sumados produciendo una simulación del espectro del nivel de presión en la posición del micrófono (coloreado por la respuesta del camino de recepción). Este espectro es ahora invertido para negar el retardo de grupo y neutralizar el pre-énfasis escogido, si es que fue aplicado. Al invertir el espectro podría producir un énfasis excesivo en frecuencias fuera del rango seleccionado de transmisión, es indispensable una multiplicación con un filtro pasa banda de aproximadamente la misma frecuencia usada en las etapas de preprocesamiento (fig.20).
Para silenciar el ruido efectivo fuera de las bandas, el orden del filtro pasa banda debe ser un tanto mayor que el usado en el pre-procesamiento. La aplicación de este inevitable filtro pasa banda es un paso crítico, lo que significa que son los resultados acústicos de la medición convoluida con su respuesta del impulso. Los efectos resultantes pueden ser un poco inquietantes. Por ejemplo, usando un filtro pasa banda con fase lineal obviamente produciremos un pre-ringing de la IR recuperada de la sala. Para efectos de auralización esto es indeseado. En este caso, es más aconsejable usar un filtro IIR de fase mínima. Por otro lado, un filtro pasa banda de fase lineal puede inducir menos errores en las clásicas evaluaciones de parámetros acústicos de sala. En cualquier caso, el orden del filtro debe ser lo más moderado posible, para mantener la IR del filtro lo suficientemente estrecha.
Generalmente, estas consideraciones se aplican a cualquier medición de acústica de salas de banda ancha. Al menos, la técnica de pre-ecualización activa presentada aquí permite obtener la IR de la sala libre de coloración por mediciones de altavoces y presenta una alta relación S/R independiente de la frecuencia.

5 MEDICIÓN DE DISTORSIÓN

Anteriormente se ha mostrado que los productos de la distorsión armónica pueden ser eliminados completamente de la IR obtenida cuando la medición es hecha usando sweeps. En mediciones de acústica de salas, usualmente estas son removidas si el altavoz no es el objeto de medición. Sin embargo, en mediciones de altavoces, es muy interesante asociarlas con la fundamental para evaluar el porcentaje de distorsión dependiente de la frecuencia. Esto puede ser hecho separadamente para cada armónico, como propone Farina [2]. Para describir la técnica, la fig. 23 muestra el retardo de grupo de un sweep logarítmico y sus primeros cuatro armónicos y la figura 24 muestra la distribución tiempo-frecuencia de la energía de una señal con similar distorsión.

Obviamente, para una determinada frecuencia de la fundamental, todos sus correspondientes armónicos tienen el mismo retardo de grupo. En el ejemplo, la fundamental del sweep llega a 400 Hz después de 2 segundos. Por lo tanto, el armónico de 2° orden intersecta la línea de 2 segundos en 800 Hz, el 3° en 1.2 kHz sucesivamente. Concentrándonos en una frecuencia específica en el diagrama, los armónicos que intersectan esta línea vertical tienen un retardo de grupo menor que la fundamental del sweep, como por supuesto ellos pertenecen a fundamentales con menores frecuencias que han sido “sweepeados” anteriormente. Multiplicando las curvas con el espectro de referencia (que es, restar el retardo de grupo de la fundamental) conduce a removerlos a tiempos negativos mientras la fundamental queda en t = 0 s, como se desea.
Sólo en el caso de sweeps logarítmicos, los armónicos presentarán un retardo de grupo constante independiente de la frecuencia después de la aplicación del espectro de referencia. Podrían ser usados otros retardos de grupo, pero requeriría el uso de un espectro de referencia separado de cada armónico para convertirlas en líneas rectas. Sin embargo, la distancia entre los componentes de los armónicos individuales podría no ser independiente de la frecuencia. Así un sweep logarítmico es preferible como señal de excitación, ecualizando el que ya ha sido usado desde hace mucho tiempo en el antiguo sistema grabador de nivel (1.1).
Una IFFT del espectro deconvoluido produce la actual IR en el borde izquierdo y un par de “armónicos de la IR” (harmonic impulse response, HIR) en tiempo negativos cerca del borde derecho, con la HIR de 2° orden situado en a la derecha y las HIR de mayor orden siguiendo de derecha a izquierda. Esta distancia entre ellos puede ser calculada por:

Para evaluar la fracción de distorsión dependiente de la frecuencia, la señal en el tiempo es separada en la fundamental de la IR y cada HIR mediante ventanas. Cada uno de la HIR aislada es enviado a FFT por separado. El largo del bloque de FFT usado puede ser mucho menor que el usado para la deconvolución inicial de la respuesta del sweep, por esta razón se aumenta la velocidad de todo el proceso. Para relacionar los contenidos de frecuencia de un espectro de HIR con la fundamental, se realiza una operación de cambio acorde al orden del armónico específico. Por ejemplo los componentes espectrales de la HIR de 5° orden son cambiados horizontalmente a un quinto de su frecuencia original. Después de esta operación, el espectro cambiado puede ser dividido en la fundamental produciendo la fracción de distorsión dependiente de la frecuencia (ver fig. 25).
Podría ser aplicada una corrección de -10log(orden del armónico) para compensar el énfasis de las frecuencias altas impuesto por el espectro de referencia. Sorprendentemente, como han expuesto muchos experimentos, esta operación ha de ser omitida para permitir corregir los resultados.

Comparado el estándar de excitación de un tono (single tone) y el análisis con incrementos de frecuencia fija, este método es mucho mas rápido y usualmente establece una mayor resolución de frecuencia, a menos en el rango de medias y altas frecuencias. Sin embargo, no se pueden negar algunas desventajas. Primero que todo, la medición es restringida a ambientes anecoicos, a menos que se usen sweeps muy largos.
Mucha reverberación en el sitio de medición podría conducir a ensuciar los distintos armónicos de la IR por componentes retrasados, impidiendo así su separación. Esto ciertamente es un defecto esencial, como el fuerte de las mediciones de IR es
precisamente la habilidad de rechazar reverberación, con tal que el desfase entre sonido directo y la primera reflexión sea suficientemente largo.
Existen otros problemas relacionados con el uso de ventanas para separar la HIR individualmente. Por supuesto, todos los problemas usuales asociados con el uso de ventanas aplicadas [33]. En particular, la elección del tipo de ventana constituye un compromiso entre el ancho del lóbulo principal, mainlobe width (equivalente a la resolución espectral) y la supresión del lóbulo lateral, sidelobe suppression. Para evitar una pérdida de energía y una subsiguiente subestimación de los componentes de distorsión que no están exactamente situados bajo la parte superior de la ventana, se usa una ventana Tukey-style [33]. Sin embargo este tipo de ventana presenta una pobre sidelobe supresión, de ventana rectangular de sólo 21 dB.
Esto puede llevar a rellenar con señal artificial aquellas regiones de frecuencias en cuales la distorsión cae a valores muy bajos. El suavizado espectral causado por cualquier ventana es constante en una escala lineal de frecuencia. En la usual visualización logarítmica, esto significa que la resolución espectral llega a ser extremadamente alta en altas frecuencias, mientras posiblemente existan detalles deficientes en el final bajo del espectro de distorsión. Si se desea una mayor resolución, el sweep debe ser hecho mas largo para espaciar la HIR, así permitiendo el uso de ventanas anchas.
El ancho de ventana disminuye según la ecuación (15) para separar las HIR de alto orden. Esto conlleva a reducir la resolución del correspondiente espectro de distorsión.
Sin embargo, cuando se comprime a la derecha para relacionar con su fundamental, la resolución queda mayor que la HIR de menor orden. En la práctica, la resolución deseada para armónicos de 2° orden al final del rango de transmisión del altavoz determina la razón del sweep y por lo tanto el largo de la señal de excitación.

Otro problema de la detección rápida de la distorsión es la falta de relación S/R, especialmente para armónicos de mayor orden que usualmente tienen bajos niveles.
Mientras que el método de tonos puros resulta en bastante energía en la fundamental y sus armónicos, la técnica de sweeps dispersa la energía continuamente sobre todo el rango de frecuencias. Este es el porque la distorsión del espectro para armónicos de alto orden tiende a ser bastante ruidoso, esencialmente en altas frecuencias. Para aliviar este problema, es bueno extender el sweep a un largo incluso mayor del necesario para obtener la resolución espectral deseada. Las ventanas pueden ser más angostas de lo necesario para aislar la HIR, de este modo rechazando el ruido de fondo que queda entre ellas.
Finalmente, incluso cuando se toman todas las precauciones para garantizar una alta precisión en la medición, es innegable que a veces, pueden ocurrir diferencias inexplicables entre el método de steady tone y el sweep en algunas regiones de frecuencia. La fig 26 muestra un ejemplo de tal diferencia. Entre 1.3 y 1.7 kHz, el armónico de 2° orden obtenido con ambos métodos es bastante diferente. Las razones para estas diferencias no son obvias, quizás diferentes temperaturas de la bobina del altavoz pueden jugar un papel importante. Después de todo, el método de stepped tone toma mucho más tiempo y por lo tanto produce un aumento de temperatura en la bobina.
A pesar de estas incertezas, las pruebas de distorsión basadas en sweep son muy atractivas, ya que estas son mucho más rápidas que las convencionales con tonos puros.
En pruebas de producción esto no solo permite un chequeo rápido, además permite comprobar el 100% de la producción, incluso si la mercadería es una producción masiva económica.

6 CONCLUSIONES

Las técnicas de FFT usando sweeps como señal de excitación es la opción más ventajosa para casi todas las situaciones de medición de función de transferencia.
Permite alimentar el DUT con mayor potencia con un factor de cresta un poco mayor de 3 dB y son bastante tolerantes contra las variaciones de tiempo y distorsión. Escogiendo un largo de sweep adecuado permite eliminar todos los productos de distorsión.
Además, estos se pueden clasificar en armónicos dependientes de la frecuencia, permitiendo un análisis completo y bastante rápido para todo el rango de frecuencia conjuntamente con la evaluación de la función de transferencia. Cuando el propósito es capturar respuestas impulsivas para auralización, no hay alternativa a los sweeps: El alto rango de 90 dB requerido para este propósito no puede ser obtenido con MLS o mediciones de ruido. Pero incluso en las mediciones RT estándar que no requieren un gran rango dinámico, los sweeps son favorables ya que ayudan a aumentar el rango dinámico hasta 15 dB comparado con mediciones basadas en MLS, usando el mismo amplificador, altavoz y largo de medición. Así existen pocos puntos favorables mediante el uso de MLS. Incluso su característica de ahorrar memoria y tiempo de procesamiento ha perdido completamente relevancia con la tecnología
computacional actual.
Desde el punto de vista de un programador, no incluir la generación de MLS y la transformada de Hadamard, es un ahorro de tiempo de desarrollo de un software de medición.
Aunque obtener funciones de transferencia con MLS puede ser matemáticamente elegante, los autores piensan que el uso de sweeps es elegante desde un punto de vista de la teoría del sistema y señales. Además midiendo con sweeps es más natural.
Después de todo, los murciélagos no emiten MLS para hacer su perfil acústico.